Single Stage Amp

Transconductance 

입력 전압에 의한 출력 전류의 관계

 

`g_m=(delI_D)/(delV_(GS))`

 

`g_m=mu_nC_(ox)(W/L)(V_(GS)-V_(TH))`

 

`=sqrt(2mu_nC_(ox)(W/L)I_D)`

 

`=(2I_D)/(V_(GS)-V_(TH))`

 

 

왼쪽의 그래프와 같이 x 축의 Vds 값이 증가함에 따라 혹은 V_gs 값이 증가함에 따라
y 축의 전류 값의 변화가 야기된다. 

V_gs의 상승은 명확하며 일관된 출력 전류의 상승을 불러일으키고
V_ds의 상승은 선형적으로 올라가다가 이내 곧 포화 전류, 즉 더 이상 유의미하게 전류가 올라가지 않는 한계영역으로 가게 된다. 이를 지나치면 반도체가 붕괴하며 브레이크 다운으로 모든 저항력이 소실되고 만다.

오른쪽 그림은 바디이펙트를 위해 넣은 그림인데, 바디에 그라운드가 연결되어야 p타입 특성상 gate에 인가되는 + 전하에 의해 생성되어야 하는 -전하의 브릿지를 방해하지 않게 되는 것이다.
따라서 바디에 +전하가 많이 생성되는 경우, 브릿지의 형성에 저항이 생기므로, Threshold는 높아지게 된다. 

 

 

 

 

출력 측의 전압이 반대 부호인 입력측에 영향을 주어

반응성은 높이지만, 고주파에는 취약한 밀러효과를 만들어낸다. 

 

여기서 발생되는 커패시턴스는 유효 커패시턴스로 기존의 물리적인 커패시턴스와 회로적으로 발생된 커패시턴스의 합이다.  이 커패시턴스로 입력측의 임피던스가 낮아지고 유효 커패시턴스로 고주파 성분이 소실되어 Band-witdh가 줄어들게 된다. 

 

임피던스 `Z = V/I`

커패시턴스 임피던스 `Zc = 1 / (jωC)`

만약 입력측이 전압이 상승한다면, 반전 증폭기의 경우 음의 전압을 출력한다.

이 음의 전압이 입력측 전압과 상호작용하여 커패시턴스를 만들고 더 빠르게 전자를 밀어내며, 
이는 양전하의 움직임을 상대적으로 더 빠르게 만들어 임피던스를 줄이는 효과를 내는 것이다. 

즉, I의 움직임이 커패시턴스로 인해 상대적으로 커지므로 Z 는 낮아진다. 

 

증폭기의 입력단은 트랜지스터의 Gate이므로 실제로 브릿지를 만드는 주체는 전하이다. 
이 전하가 반대편에서 작용을 받아 현재 입력 전압에 해당되는 방향으로 발산하려 하므로 반응이 빨라지는 것이다.  

하지만 이 커패시턴스의 특성상 고주파에 즉각적으로 반응하기보다는 조금 딜레이를 시키는 경향이 있으므로
고주파는 커패시턴스로 인해 흡수되어 입력으로 전이되지 못하고 뭉개지는 특성이 발현된다. 

 

 

해당 회로에서의 특성을 보여준다. 

`V_text(in)`이 올라가면 `M_1`의 트랜지스터에서 흐르는 전류통로가 넓어지고, 넓어진 회선 크기 만큼 V_DD 에서 출력되는 전류도 많아진다. 하지만 전류가 상승하면 `R_D` 저항단에서는 더 큰 전압의 흡수가 생성되고, 이로인해 저항을 지나고 난 이후의 전압은 매우 하강하게 되어 결국 Vin과 Vout의 관계는 반비례의 관계를 갖게 되는 것이다.

 

M1 밑에 정전류기가 있는 경우(이 때에는 DC이며, 방향은 소자의 전류 방향이다) V_B에 의해 열리는 브릿지 폭에 비해서 

더 많은 전류가 지나갈 수 있으므로 회로의 반응성은 기울기로 보면 가파르게 변한다. 이 때문에 V_out은 V_in에 비해 더 높은 반응성을 갖게 되는 것이다. 

 

Source Follower 의 경우, V_in이 올라가면 V_out도 덩달아 상승하는 그림이 나오지만
gain은 대략 1에 수렴된다.

 

R_s에 의하여 M1에서 발생되는 전류의 흐름이 차감된다. 
`M_1`의 전류 흐름은 입력 전압과 비교하여 특정 게인에 수렴하게 되는데,
그 수치는 `1/R_s` 이다. 이는 저항의 역수, 즉 컨덕턴스이다. 

R_s가 클 수록 게인은 완만해지며 이것이 작을 수록 게인은 높아지게 된다. 

결국 모든 것은 회로의 폭을 조율하는 것이고, 그것의 수치가 저항으로 표기될 뿐이다.